MIMO無線區域網路實體層RF運作原理與量測方法-agilent

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發射器測試
大部分的無線電標準都會發展出發射器品質的衡量基準，預料802.11n也不例外。在撰寫本文之際，適當的量測方法還在討論當中，不過，現有的量測方法中有一些是可以調整適用的。

單一通道量測
單一通道的量測會引發興趣是因為可以使用既有的設備。就頻譜的安規測試而言，所代表的是大部分其他接收器。對MISO系統來說，單一通道就是測試接收鏈需要進行的所有量測了。當然，在傳統的舊式系統模式下使用時，MISO的測試案例還會包今多重通道WLAN（Wirless Local Area Network）發射器的運作測試。
使用單一輸入的缺點是，當裝置是在要求最高的模式下運作，且會在測試埠間進行切換時（意味著測試時間會增加），無法完整地測試出裝置內的交互作用情形。

功率、功率 v.s. 時間、CCDF
峰值對平均功率比是OFDM信號要求最嚴格的特性之一，在多個放大器會共用發射功率的情況下，可以預期的是，每一個裝置都需要減少所汲取的供應電流。
量測功率時，需要切記的是，WLAN信號的功率分佈會隨著封包的不同部份而改變。
在個別MIMO發射器的輸出端進行的量測看起來會與傳統的裝置很類似（除非有使用空間通道波束成形的功能）。如果信號是合在一起的，例如當它們抵達接收天線時的情形，功率的分佈會更複雜，特別是在前導資訊的部分。需要特別注意的是信號在MIMO通道估測之前和期間的穩定度。
802.11a信號的功率攀升方式（power ramp）尚未有清楚的定義，但振幅在前導信號開始處即已穩定下來是很重要的。在第一個training symbol之前的期間也很重要，因為無中頻（zero IF）接收器如果緊接在封包之前感應到一個信號，可能會出現校準不良的情形。

頻譜
為了避免出現不想要的相位陣列波束成形效應，在送出相同的信號時，會在發射器之間插入小的週期性延遲（cyclic delay）。使用單一通道分析儀來量測合在一起的信號時，所得到的頻譜圖不是具有高於相對等之802.11a信號的峰值，就是有明顯不平坦的頻率響應。
除了最高功率的裝置以外，這種情形可能不會構成頻譜安規的問題，但會對頻譜雜訊波罩（spectrum emission mask）量測造成影響，因為這項量測是利用最高的頻段內（in-band）峰值來設定參考位準所進行的，其影響是會提高波罩限制線。
閘控式頻譜分析是一種功能強大的方法，可以找出信號叢發期間的問題。
使用合適的測試模式，或藉由量測適當的preamble symbol，或許可以應用這個原理，使用單一輸入分析儀來進行簡單的交叉通道量測。25 ns的時間延遲會在20 MHz寬的信號上造成一百八十度的相位偏移，或是讓【圖十八】中的下降點出現40 MHz的反覆區間。

■圖十八：將中間有小的週期性延遲的兩組信號（上方和中間）組合在一起，會得出明顯不平坦的頻率響應結果。

將RF屏蔽拿掉，檢查裝置之MIMO training symbol期間的前導資訊部分份，展現的則是另一項簡單的交叉通道測試。在【圖十九】中，眾多圓圈顯示的是交錯的次載波從一個通道洩漏到另一個通道的情形。

■圖十九：在長訓練序列期間量測到的不想要跨通道耦合。

自動關聯（auto-correlation）
自動關聯可以分析信號中重複的成份，例如：802.11傳統前導結構中的800 ns和3.2μs反覆區間，也可以用來檢查交互耦合。

頻率與相位穩定時間、EVM
如果前導結構是正確的，可以使用89600 VSA軟體執行一般的802.11a EVM量測。信號需要有至少28μs的時間長度，但不一定得是標準的封包，這表示可以在傳統系統相容的封包上量測相位、頻率和振幅的穩定時間及EVM，進行時可選擇 <802.11a/g>，並將設為1。
註：我們發現有些裝置需要使用通道估測序列來取代短訓練序列，視其原因而定，可能會影響與其他無線通訊裝置的互通性。
有時候，可能需要解調振幅在前導序列部分會改變的信號，如【圖二十一】所示，只要勾選這項功能，就可以辦到。

雙通道量測
雙通道量測可以進行更完整的MIMO無線電分析。交叉通道量測可驗證信號間的頻率和時序關係，也可以顯示出每個個別通道的誤差如何累加在一起，降低發射器和接收器的空間通道效能。
透過個別的組件量測RF相位關係時，使用共用的本地振盪器將是最容易的方式，會需要採用向量網路分析所使用的方法，在測試連接點進行相位校準。若要確保量測的穩定一致性，就需要特別留心RF匹配的問題。相反地，在生產線上測試完整的發射器時，要求可能反而沒這麼高。

使用示波器做為數位轉換器
示波器數位轉換器的解析度為八位元，與EVM等量測的殘留誤差（residual error）沒有直接的關聯。如果信號有經過超次取樣，就可以提高有效的位元數，此時主要的限制會在於儀器本身的雜訊底線。
就其可以分析的信號類型而言，示波器顯然是非常彈性的工具。若是RF信號，雖然任何旁生的雜訊信號都可能會變成膺頻（aliased），混入量測結果中，但仍然可以直接使用高性能示波器進行量測。取樣率和記憶體深度決定了可用的擷取時間長度，就同樣的記憶體容量來說，取樣率為2或4 GSa/s（視機種而定）在可用的記憶體深度上會相差一大截，而量測速度則會隨著取樣點數減少而加快。

同調（coherence）量測
同調是一種雙通道的量測，可以看出兩個信號間的相似度。在轉換函數中，它可以指出有多少輸出功率與輸入功率是一致的，換句話說，同調所要量測的是輸出信號中因輸入信號所產生的功率有多大。
同調量測至少需要進行兩次平均化計算才能完成，【圖二十二】中的結果是使用四次平均化計算所得到的。若要進行這項量測，需要擷取信號的時間記錄，然後對擷取到的資料進行同調量測。

交叉關聯（cross correlation）
前面提過通道間延遲的需要及對部分頻譜響應的影響，利用交叉通道的關聯性量測方法，可以自動執行延遲量測。
在關聯性量測中，峰值的寬度與信號的頻寬呈反比關係，寬頻雜訊會產生非常窄的峰值，一個17 MHz寬的OFDM信號會有大約25 ns的時間解析度。相對於時間所量測到的關聯頻譜圖，有助於確認封包的每一部分都能維持正確的時序關係。

其他雙通道量測
交叉通道的頻率響應量測可以在前導信號的MIMO通道估測階段，進行簡單的交互耦合檢查，採用的方法是使用Hanning時窗的閘控量測，閘控會調整到可以精確地容納整個的LTS symbol。

超過兩個通道
示波器和VXI硬體都可以用來擷取四組輸入信號。視所要執行的測試而定，有時候增加量測通道數最低成本的方式是切換使用不同的通道。【圖二十五】是一個標準矩陣配置法的例子。

接收器測試
MIMO接收器處理的是叢發信號中兩個主要的部分：通道估測和分開多重通道的資料。在接收器設計的過程中，可以利用發射器測試一章中所介紹的設備，在RF和（Z）IF頻率分別分辨出叢發信號的這兩個部分。【圖二十六】顯示了測試配置介接點的可能組合，89600 VSA可搭配邏輯分析儀以及類比擷取硬體使用。
接收器測試的運作方式取決於控制DUT的應用軟體，一般而言，會使用一些測試模式執行參數測試，這樣會比跑完一般的關聯計算與資料傳輸程序來得有效率。
在單一通道測試中，RF位準是主要的控制參數，最重要的衡量指標是靈敏度，也就是在特定的調變速率下，達到指定之封包錯誤率效能所需的RF信號位準。若要進行更完整的測試，則須加入相鄰通道、雜訊和其他干擾。
在多重通道的無線電系統中，接收器測試也是先從同樣的單一通道測試開始進行，再將信號源輪流切換到每一個接收器輸入端。當進入到MIMO運作流程時，結果若要有意義，就必須先定義測試通道，也就是要設定通道間的耦合係數，這些對決定通道的容量十分重要。
在RF-DSP的設計中，有很多的測試通道需要加以驗證，即使是專為802.11n工作小組所提出的MATLAB程式，也只能提供一部分而已。

單一信號源
若要產生所需的測試信號最彈性且最容易進行的方法，是使用任意波形產生器。透過RF信號分配器（signal splitter），可以使用幾種方法，透過單一信號源來同時測試多個輸入信號。其優點是速度快且不需要使用額外的硬體，但適用性取決於基頻電路的運作，而基頻電路的運作又會因晶片廠商而異。這種方式無法測試無線電系統因使用空間多工技術而增加的容量。

提高SISO無線電系統的靈敏度
若將一個標準的單一通道OFDM信號先饋入一個單獨的接收器輸入端，則應該會同時提高所有的無線電輸入靈敏度位準，所提高的量取決於獨立的接收路徑數目。實際的提升程度將視硬體配置方式，以及輸入信號經過數位轉換後，所使用的信號結合方法而定。若作業得當，設計者將可以依據理論上的計算值以及自己進行的裝置量測結果，得出預期之提升程度的規格。

Keyhole方法
第二種方法稱為keyhole方法，可用來測試MIMO通道的還原過程，而此時DUT將需要進入特殊的測試模式下運作。如果我們考慮使用交錯式多頻信號來進行通道估測的話，可以設計一個不論系統應該有多少個發射器，都能提供相同位準的測試信號。若將此信號送入所有的接收器輸入端，則無線電系統就可計算出所有的通道係數，此時應可發現通道容量並沒有比SISO的方式增加。

多重信號源
考慮使用單機獨立運作儀器提供的多重信號源時，必須瞭解基頻信號的時序對齊的必要性，以及是否需要使用共用的本地振盪器。E4438C的選項可以解決這些需求，但可能使得設備安排的彈性變小。舉例來說，如果有個別的本地振盪器（LO），表示可以進行相鄰通道測試以及MIMO測試。

單獨使用或共用本地振盪器的需求
共用本地振盪器可消除接收器測試可能出現的兩種誤差來源。第一個是，每一次頻率改變時，通道間的靜態相位偏移（static phase offset）也會跟著改變的問題。就大部分的測試狀況而言，DUT接收器軟體會消除這項誤差，但對傳統相位陣列測試來說，就須考量隨時間而出現的相位漂移。
第二個問題是，使用各個獨立的振盪器時，相互間沒有關聯的雜訊信號源會帶來額外的相位雜訊。為了研究這項影響，我們將來自兩台E4438C信號產生器的RF信號混在一起，進行量測，第一個是標準的802.11a OFDM信號，第二個則是連續波（CW）信號。我們直接從調變信號產生器量測EVM，然後再量測降頻轉換信號的EVM，降頻信號包含兩部信號產生器所貢獻的相位雜訊。
EVM讀值（0.6％）的差異不到百分之零點一，因此結論是，來自E4438C這種位準的相位雜訊並不是明顯影響EVM量測的重要因素。不過，在要求最嚴苛的應用中，或如果所使用之信號產生器的相位雜訊高過E4438C時，共用本地振盪器還是比較合適。

產生相位同步的RF信號
產生基頻信號有兩種選擇：使用單機獨立運作的AWG或內建AWG的RF信號產生器。如果信號源之間共通的參考頻率為10MHz，則可以利用信號源的「Frequency」 「Adjust Phase」功能，精確地調整RF信號間的相位。如果頻率改變了，這項設定也會無效。

利用IF偏移頻率從一部AWG產生兩個信號
利用一部任意波形產生器搭配E4438C或E8267D信號產生器使用，可以產生兩個MIMO通道。高性能的任意波形產生器加上E4438C信號產生器彈性的調變路徑切換能力，可以利用I和Q通道來產生兩個IF頻率範圍在20～25 MHz之間的獨立通道。
這麼做需要依此偏移頻率來產生波形檔。當使用I和Q信號來驅動外部九十度的分相器（phase splitter）時，相鄰通道的拒斥力為25到30 dB，雙時脈802.11a信號的殘留EVM量測值在2.4 GHz大約為百分之一（請參見【圖二十九】）。
信號品質比不上使用一般DC式的I/Q信號產生方法，但保證可以達到極佳的時序對齊效果。信號產生器的四相時序不對稱（quadrature skew）調整功能可以用來提高相鄰通道拒斥力，超越九十度分相器的基本效能。
E4438C信號產生器的面板配置如【圖二十八】所示，其頻率設定不受AWG配置的影響。
利用這種方法所達到的效能如【圖二十九】所示。相鄰通道的效能看起來很適合用於測試所有標準的接收器，因為802.11的規格要求就是要確保裝置能與附近的其他發射器相容互通。

E4438C的RF振幅修正功能
第二部信號產生器的自動位準控制可設為只在叢發信號的作用段進行閘控處理，以確保輸出位準與面板設定是一致的。如【圖二十七】所示，含AWG之信號產生器的Event 1輸出被饋入「Ext 1 Input」中，【圖二十八】右邊的螢幕是用來設定Event 1游標位置的顯示畫面型態。



[upload=jpg]UploadFile/2007-3/07313@52RD_pic1_2006823148126492062.jpg[/upload]
[upload=jpg]UploadFile/2007-3/07313@52RD_pic2_2006823148126492062.jpg[/upload]