LNA匹配问题请教大家帮助

helon · 发表于 2006-5-17 16:46:00

请教一下，偏置网络是怎么确定的？偏置电压是自己随便选择的吗，如果这样的话，偏置网络的拓扑结构是不是有很多种阿，具体是怎样来设计偏置网络的，麻烦具体讲讲！

IvyKazuya · 发表于 2006-5-17 17:03:00

这要看你需要的工作点啊，根据你需要的工作点以及供电确定偏置网。。。可以参考datasheet上面的拓扑结构

zxk01 · 发表于 2006-5-17 17:14:00

以前我们有用ATF-34143做为第一级的低噪放，结果发现成品后和前端的无源器件连接时很容易产生自激现象。所以应注意这问题的发生

helon · 发表于 2006-5-17 21:01:00

比如我就用楼主的偏置电压 Vc=3v ，Ic=6mA.那么我的直流电源可以随便选择，比如9V、10V 、12V。。。只要保证Vc=3V；Ic=6mA就行。那么我直接用3v的直流电源偏置行不行？如果不行，比如我选择15V 的直流电源，那么我该根据什么原则选择什么样的偏置网络，有经验的人谈谈你们是设置偏置的思路好不好？？/

Arm720 · 发表于 2006-5-18 11:23:00

<DIV class=quote>以下是引用IvyKazuya在2006-5-17 14:14:00的发言：

Arm720兄，关于稳定性分析的部分，在源极加微带线稳定带宽是要看到多宽呢？如果想在宽频带内绝对稳定的话，这个线长会很长，不好处理呢，而且这个感量会降低增益，往往增益会不够呢。。。
如果我的带宽很窄，只要求十兆的话，稳定性要看到多少兆到多少兆的带宽比较合适呢
这个微带线的尺寸，我仿真时发现线比较细或比较长会比较好，但我看有人建议到0.6mm左右，而我仿的0.254还不够呢，这个具体是怎样的呢？
万望解答，谢谢~</DIV>

Ls对S参数的影响，还没有见到定量的描述。
你仿真中遇到的情况，看是否可以用这个公式分析一下：Zin=jw*(Lg+Ls)+1/(jw*Cgs)+(gm/Cgs)*Ls --- 线较细，Ls变大，Zin实部变大，和50Ohm匹配度变好，S11 降低。

ftl1015 · 发表于 2006-5-19 10:39:00

请问各位ＡＴＦ－５４１４３的模型在哪里可以下啊？我在agilent网站上怎么找不到！！！

ftl1015 · 发表于 2006-5-19 10:47:00

设置偏置电路时，阻值可按如下公式计算：Resistor R5 is calculated based on desired Vds, Ids and available power supply voltage.R5 =(VDD–Vds)/(Ids + IBB)
VDD is the power supply voltage.
Vds is the device drain to source voltage.
Ids is the desired drain current.
IBB is the current flowing through the R3/R4 resistor voltage divider network.The values of resistors R3 and R4 are calculated with the following formulas
R3=Vgs/IBB
R4=(Vds–Vgs) R3/Vgs[br]+1 RD币

qizhilong · 发表于 2006-5-19 11:13:00

http://www.avagotech.com/products/product-detail.jsp?navId=H0,C1,C4936,C5230,C5010,C5088,P94057
最下面有啊，ADS Model和s2p文件都有

helon · 发表于 2006-5-19 14:06:00

<DIV class=quote>以下是引用ftl1015在2006-5-19 10:47:00的发言：

设置偏置电路时，阻值可按如下公式计算：
Resistor R5 is calculated based on desired Vds, Ids and available power supply voltage.
R5 =(VDD–Vds)/(Ids + IBB)
VDD is the power supply voltage.
Vds is the device drain to source voltage.
Ids is the desired drain current.
IBB is the current flowing through the R3/R4 resistor voltage divider network.
The values of resistors R3 and R4 are calculated with the following formulas
R3=Vgs/IBB
R4=(Vds–Vgs) R3/Vgs</DIV>

感谢你的指教，不过还是一点不明，首先你给的公式是基于楼主的偏置网络。所以我仍想问放大器的偏置网络的结构是不是还有很多。那么选择该结构的原则是什么？直接加偏压为什么不行？

zthhxiexie · 发表于 2006-5-25 11:52:00

<DIV class=quote>以下是引用Arm720在2006-5-15 11:42:00的发言：

tina_whj ，MM吧，我的主要参考书籍“射频电路设计－理论与应用”，你应该有吧，但是我没有英文版，如果有英文版就更好了；我也不是全部都看，遇到什么问题，就看哪一章；配合发表的文章，基本就可以深入研究了；我的资料很多，基本上都是从这个网站上下载的。
有两篇资料写的非常的好：“RF低噪声放大器的设计与稳定性分析”“Maxim 优化噪声系数的低噪声放大器匹配技术”。 ---- 资料比较大，你如果有 CNKI 就没有什么问题，现搜一下吧；有问题就再给我发邮件吧。
VinKingking兄，我个人觉得你的调试方法有点问题，负载端匹配的变化，会影响你系统的二端口S参数的；我的微带线还没有研究完，不能和你一起做同步仿真。</DIV>

《RF低噪声放大器的设计与稳定性分析》这个没找到，能发给我一份吗？谢谢
qzxiefeng@163.com

gnaw2005 · 发表于 2006-5-25 13:26:00

Arm720，我不能上CNKI，能把这两篇文章发给我或上传上来吗？谢谢！“RF低噪声放大器的设计与稳定性分析”“Maxim 优化噪声系数的低噪声放大器匹配技术 freedomboy2002@163.com

21RD · 发表于 2006-5-25 20:44:00

谈下感受,目前也在做LNA,用的是ATF34143,用3dB耦合混合器平行放大的,主要为了得到好的回损.其实匹配有好多种形式,但是我们的技术总监跟我们说选网络和调试经验一般是主回路上的阻抗尽量小,旁路上的阻抗尽量大. 我参考了一个公司的原理图,一个外国公司的,很成熟的产品了,它上面的电容电阻值基本就是按照这样设计的.我的第一板是超人家的,由于两个平行放大没有完全对称,还有源级微带线设计的太窄(0.3mm),太长,最后增益只有10dm.目前我正在参考着人家的原理图进行ADS仿真,第二版也快出来了,希望有好的结果. 在提高稳定性的时候两个源级微带线不能小于0.5mm(清华Agilent联合培训实验室说的),另外也可以在输出端串联一个小电阻,这样也可以提高稳定性. 我看参考电路时,就是不明白人家为什么在输出端串个几欧姆电阻,后来我通过尝试,发现使管子绝对稳定,增加微带线同时串个电阻这样可以使增益少减少4dB左右.以上是ATF34143的情况. 我的感受就是无论设计什么看参考电路或则到期间厂商那里下DEMO板这样才会进步快.[br]+3 RD币

Arm720 · 发表于 2006-5-26 00:21:00

21RD的实践经验很有参考价值。多谢！源极串电感，输出串电阻都能使电路达到稳定状态，唯一的不同是源极串电感，不会增加LNA的噪声系数，其他的方式都会增加了噪声系数；也许两种方式结合能达到折中的目的。我昨天刚做过仿真，源极串电感降低了增益，提高了稳定系数，就连Zin也变好了。我分析过3dB耦合器，它能使天线端的输入反射系数很小，也就是减小了天线端的回损；但是两个放大器作LNA匹配是有回损的，不知你们是如何考虑的，他们反射到了耦合器的4端口消耗掉了。楼上要的朋友，我的网络较慢，而且在办公室，受监控的，我建议你找我的帖子，我都贴出来了，不过就是要花RD买了。实在有困难，我回家发给你们。

[此贴子已经被作者于2006-5-26 10:27:14编辑过]

[br]+1 RD币

vinkingking · 发表于 2006-5-26 23:37:00

各位的讨论确实精彩啊，我最近一直忙着搞论文的格式，电路仿真也放在一边了。现在的电路图较之最初的那张也改进了不少，现在匹配调的还不错，S11偏离圆心较小，S22基本在圆心上，考虑到输入端不可避免的失配。900MHz时，单级的噪声系数有0.7dB，增益有20.3dB，输入回波损耗有－17dB,，这样的结果还可以吧只是当我仿真双平衡的时候就出问题了，我完全复制了电路，输入输出都采用理想的HYBRID 90度，LOSS设为3dB，delay是1ps,别的都没设，按照耦合器四个脚接好输入和输出，仿真结果非常差。噪声系数达到3dB,增益只有14dB,也不知道为什么，我怕我是将输出耦合器接错掉了，换脚的顺序（都是照书上接的，应该不会有问题），发现结果并没改变多少。我的导师说我单级没调好，不然接耦合器不会结果这么差，但是我实在不知道再怎么调了，单级的指标可以说很好了，各位有没有什么好的建议啊，或者问题出现在什么地方了

vinkingking · 发表于 2006-5-26 23:46:00

[upload=jpg]UploadFile/2006-5/06526@52RD_1.JPG[/upload]我的S11和S22[upload=jpg]UploadFile/2006-5/06526@52RD_未命名.JPG[/upload]我的增益圆20.3dB和噪声圆（我到现在对这个图还是看不懂，不知道交点到底什么意义，和Sopt有什么关系，和S11有什么关系，和最终的源阻抗有什么关系，达人请分析一下啊）

vinkingking · 发表于 2006-5-26 23:49:00

大家可以帮我分析一下吗？如果需要看我的电路图或者别的仿真结果我会继续传图上来

21RD · 发表于 2006-5-27 11:32:00

我的建议:我也是在写论文,用的也是平行放大.我的单管设计为增益19dB以上,噪声小于0.3.两端加上分支线混合耦合器后,增益和噪声基本没变,驻波比均优于1.2,相对单管改善了很多. 你的可能是混合耦合器没设计好,建议你找资料把原理搞清楚(我有好多传不上),这样才会设计好.我后天就交毕业设计初稿了,目前第二板下午出来,开始调试,希望有好结果.[br]+1 RD币

vinkingking · 发表于 2006-5-27 12:08:00

21RD,你的混合耦合器要自己设计的啊？我选用的是SYSTEM PASSIVE里面的HYBRID 90度，我想问题也是出在这里，我看HELP，说这个耦合器不适合时域仿真，不懂什么意思。不知道里面的参数怎么设置，有没有什么需要注意的地方，要求是3dB的耦合器，我LOSS设为3dB，仿真结果就很差，改LOSS到0.2dB，结果才可以，但是这样的话就不符合要求了，郁闷，耦合器知识不太懂，仿真也不知道怎么弄了

vinkingking · 发表于 2006-5-27 12:45:00

In general, Hybrid90 is not recommended for time-domain simulation. For the typical case of PhaseBal=0, time domain simulation will not produce proper results for S-90,IN, or S0,ISO because ()j in the frequency domain corresponds to a non-causal impulse response in time domain. 这是HELP上说的，不适合仿真时域的，不知道大家都怎么使用90度耦合器的，也许用SYSTEM-PASSIVE里面的不太合适。[br]+1 RD币[br]+1 RD币

21RD · 发表于 2006-5-27 15:31:00

我没用系统里的,用几根微带线就可以搞定了.画一个正方形,边长都是是1/4波长,其中两个水平边长阻抗要特性阻抗除以根号2,另外两个竖直边为特性阻抗.你可以把他看做四端口网络,仿真测试各端口的增益,你会发现基本在-3dB左右.其实你也可以看相位差,你自己用ADS看吧.[br]+1 RD币[br]+1 RD币

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