应用于交流伺服系统多路输出开关电源设计

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　　摘 要：交流伺服系统是基于交流电机的伺服系统，其主要功能是使得系统的输出值能平稳而迅速地达到输入的预定值。用以实现功率传输和电能变换的电源设备，是交流伺服系统正常工作的基础。介绍了一种基于TOPSwitch-II 集成芯片的反激式开关电源，分析了TOPSwitch-II 的特性和工作原理，基于原理分析和实验调试，设计了一款功率为75W 的样机，对其整流滤波电路、箝位保护电路、变压器、反馈电路的设计进行了重点论述，在永磁同步电机交流伺服控制器中的应用表明，电源设计满足伺服系统辅助电源的设计要求。

　　关键词：TOPSwitch-II，开关电源，变压器  直流电源

　　1.引言

　　与直流电机相比，交流电机不需要换向器和电刷，其结构更加简单。调速范围宽、稳态精度高、动态响应快、转子惯量小、输出功率大等诸多优点，使得交流电机在工业生产中得到较广泛地应用[1]。对伺服系统供电的电源性能的优劣，直接关系到整个系统的安全性和稳定性[2]。开关电源与低效率的线性电源相比，因为其效率高、体积小、重量轻而受到广泛地关注[3]。美国PI 公司生产的开关电源专用集成芯片TOPSwitch-II，是一种将PWM 和MOSFET 合二为一的新型芯片，此系列芯片以其体积小、重量轻、价格低等优势，一经推出便得到广泛的应用，展示了良好的应用前景。

　　2.TOPSwitch-II 工作原理

　　TOPSwitch-II芯片，将脉宽调制(PWM)控制系统的全部功能集成在一起，结构简单，只有三个引出端，分别为控制端C、源极S和漏极D[4]。内含脉宽调制器、功率开关场效应管、自动偏置电路、保护电路、高压启动电路和环路补偿电路,通过高频变压器使输出端与电网完全隔离,真正实现无工频变压器、隔离式开关电源单片集成化,使用安全可靠。TOPSwitch-II是电流控制型开关电源，控制端提供偏压Uc，对电流Ic的大小进行控制，就能连续调节脉冲占空比，实现脉宽调制。占空比D与控制端电流Ic呈线性关系(图1)。

　　由图1 可知，在Ic=2.0~6.0mA 范围内，当Ic↑时D↓，Ic↓时D↑。ICD1 是并在C-S 极旁路电容的放电电流，为1.2mA 或1.4mA;IB 是外部偏置电流，



　　3.多路开关电源设计原理

　　TMS320F2812 是控制板中的最重要的器件一。它每秒可执行1.5 亿次指令，具备卓越的数据处理能力。对该芯片供电的优劣，直接影响控制板工作的可靠性。由于芯片的供电电压是3.3V，考虑到控制的需要，总共需要两路+5V 供电，分别是模拟5V和数字5V。另外，控制板还有±15V 供电的芯片。IPM 模块是交流伺服系统最重要的器件之一。它一般使用IGBT 作为功率开关元件，内藏电流传感器及驱动电路的集成结构，尤其适合于驱动电机的变频器和各种逆变电源。本系统所使用的IPM，总共需要4 路电气隔离的+15V 电源。综上所述，伺服系统需要+15V、-15V 和+5V三种电压等级供电,故需要设计一个能够提供上述电压等级的辅助电源。电源设计参数如下：

　　① 输入电压：VAC;

　　② 输出电压：U2~U9;

　　③ 最小功率：Pomin;

　　④ 最大功率：Pomax;

　　⑤ 转换效率：η;

　　⑥ 开关频率：fs;

　　⑦ 最大占空比：Dmax。

　　根据如上设计技术指标，需要从如下几个部分进行。

　　3.1 输入整流滤波电路

　　输入整流滤波电路采用Π型滤波(图2)：其中C17、C18 为差模电容，抑制差模干扰;C19、C20 为共模电容，抑制共模干扰;滤波电感L1 采用双线并绕。采用不可控的整流桥，整流器件的额定电流有效值ID，必须满足在低电压输入时最大平均电流值，

　　则：

　　1D 2( AC min ) omax I  V PF  P (1)式中，VACmin 为交流输入电压最小值;PF 为功率因数，一般取0.5。反向阻断电压VR，按高电压输入进行计算：max R 1.25 2 AC V   V (2)图2 中，输入滤波电容C21 的容值，可以按照比例系数1~3μF/W 与输出最大功率Pomax 的乘积进行取值。

　　3.2 变压器

　　单端反激式开关电源中的变压器，在开关管开通时，储存能量，阻断时释放能量而对负载供电[5]。对于多路输出，如果要求每路输出电压均具有高精度，则每路均需要有闭环的稳压回路。对于本设计的多路输出，U3 输出这一路精度要求较高，对这一路输出需加闭环控制，其它几路要求相对不高，不需要闭环控制。

　　3.2.1 变压器铁芯

　　一般选软磁铁氧体作为变压器铁芯，根据式

　　(3)~(4)确定铁芯型号。

　　8 1max max ( ) 2 10 ( C ) o ON SQ B K K j P T 计 (3)式中，S 为铁芯的截面积(cm2);Q 为铁芯的窗口面积(cm2)。Bs 为选用的铁氧体饱和磁感应强度，考虑到高温时Bs会下降，选定工作最大磁感应强度Bm;TONmax为最大占空比Dmax对应的TOPSwitch-II 最大导通时间;△B 为铁芯磁感应强度的变化量，工作磁感应强为B，最小功率与最大功率的比值为K。上述几个量相互之间的对应关系为：



　　式中，Kc 为铁芯填充系数，Kμ 为窗口利用系数，j为导线电流密度。在确定铁芯型号时，铁芯实际的截面积与窗口面积乘积SeQe，应不小于SQ。

　　3.2.2 原边电感和气隙

　　反激式开关电源，当工作在连续工作模式时，电感电流临界连续，变压器原边绕组最小电感值L1min 为：1 2 21min min min max (2 o S ) i ON L  P T  U T  (5)式(5)中，Uimin 为变压器原边直流输入电压最小值，文献[6]指出，它与VACmin 的关系为：2 1 1 1 1/2min min 21 max i 2 AC 2( ) (2 ) o U   V  C   f   t P  (6)式中， f 为工频交流电网频率; t 为二极管的导通时间，一般取3ms。铁芯所开气隙δ 为：8 2 10 max 10 (2 e ) o S   K S B   P T (7)3.2.3 原副边绕组匝数计算及电感校核图2 中，原副边绕组匝数N1~N10，按式(8)~(17)

　　计算：4 1 1/21 0 1min 10 ( e ) N    S  L   (8)(1)匝比计算：U2~U3 输出，匝数为N2、N3。考虑到肖特基二极管压降U5D，由反激电路输入输出电压关系可以得到：113 12 max 2 5 max min ( ON )( D ) ON i n n T T U U T U      (9)U4~U9 输出，匝数为N4～N9。考虑到超快速二极管压降U15D，同理得：114 max 4 15 max min ( ON )( D ) ON i n T T U U T U     (10)15 16 17 18 19 14 n  n  n  n  n  n (11)反馈绕组电压为U10，匝数为N10，考虑到超快速二极管压降U12D，同理得：1110 max 10 12 max min ( ON )( D ) ON i n T T U U T U     (12)

　　(2)各绕组匝数计算：12 3 12 1 N  N  (n ) N (13)以U2 为参考标准，计算其它副边绕组匝数及重新计算原边匝数：1 2 12 N  N  n (14)14 2 5 4 15 2 ( D ) ( D ) N  U U  U U N (15)

　　N5  N6  N7  N8  N9  N4 (16)110 2 5 10 12 2 ( D ) ( D ) N  U U  U U N (17)式(13)~(17)实际取值时，因为匝数一般都取整数，故需对上述计算值进行进位取整(例如计算结果为7.13 和7.83 时，均取为8)。(3)原边电感校核：' 8 1 '21min 1 0 10 c L     N  S (18)式(18)的计算结果应不小于式(5)的值。同理，可计算出副边各个绕组最小电感值。考虑高频集肤效应，当开关频率为fs 时，铜线的透入深度△为：1/20 ( s )    f    (19)式中，γ 为铜线的电导率。在确定导线线径时，其值不能超过2△。3.3 箝位保护电路采用瞬态电压抑制器(TVS)和超快恢复二极管(SRD)组成的箝位电路。电路的主要原理是利用TVS 的瞬态电压抑制特性来抑制脉冲电压[7]：当TVS 管两端经受瞬间的高能量冲击时，它能以极高的速度使其阻抗骤然降低，同时吸收一个大电流，将其两端的电压箝位在一个预定的数值上，从而确保后面的电路元件免受瞬态高能量的冲击而损坏。D11 为TVS，它与D12(SRD)组成箝位电路，如图2 所示。D11 承受的耐压值U11、D12 承受的耐压值U12 分别按式(20)、式(21)计算：111 2 2 1 U  1.5U (N ) N (20)12 max 2 AC U  V (21)式中，N'1 为校核后的原边匝数。3.4 反馈电路光耦反馈电路实际由两部分构成：①由反馈绕组N10、高频整流滤波器构成的非隔离式反馈电路，反馈电压U10 为光敏晶体管提供偏压;②由取样电路、TL431、PC817 构成的隔离式反馈电路，它将输出电压U3 的变化量直接转换为控制电流Ic：在Ic=2~6mA 的范围内，输出电压U3 减小时，经过光耦反馈电路使得Ic 减小，D 增大，U3 增大，最终保证输出电压稳定。4.八路开关电源设计及性能测试4.1 参数设计考虑IPM 和DSP 及其他芯片的工作电流，功率选为75W。由TOPSwitch-II 最大输出功率与型号

　　故需对上述计算值进行进位取整(例如计算结果为

　　的关系，选择TOP226Y。按照上述分析，设计了基于TOP226Y 的八路输出开关电源，其电路原理图，如图2 所示，设计物理量及数值如表1 所示：表1 八路输出开关电源设计物理量及数值



　　在绕制变压器时，选择了EI33 型铁芯。为了使得各输出绕组间紧密耦合，先绕N1 的一半，再绕N10，之后依次绕N2~N9，最后绕N1 的另一半。变压器的各个绕组电感测量值和最小计算值如表2 所示：表2 变压器各个绕组电感测量值与最小计算值比较









图2 开关电源电路原理图

　　从表2 可以看出，变压器各个绕组电感测量值均不小于最小计算值，满足设计要求。另外，将副边绕联立式(1)~(20),结合表1，可以求得开关电源各个主要待定物理量(按公式排列顺序)如表3 所示：

　　表3 八路输出开关电源待定物理量及数值



　　4.2 性能测试

　　交流输入电压给定187~253V 时，对开关电源进行了上电试验。为了证明钳位电路的设计,图3 给出了交流输入电压为220V 时，TOP226Y 的D 与S两端的电压应力波形，用差分探头20 倍衰减，可以看到电压被TVS 箝位在200V，使得TOP226Y 得到了很好地保护。图4~图11 是交流输入电压为220V时，测得的八路输出电压波形，从图中可以看到各路输出较稳定，纹波小。组短路，测得原边绕组漏感量为26.28μH，小于原边电感量5%。综上所述，变压器能够正常工作。











　　5.结论

　　本文采用TOP226Y 设计了一款多路输出的开关电源，对各个模块给出了理论分析和参数计算，最后通过实测结果分析，得到以下结论：

　　(1)TOPSwitch-II 系列开关电源，与MOSFET 及PWM 控制器集成电路相比，有高集成度、最简外围电路等优点，降低了设计难度，缩短了开发周期。

　　(2)交流输入电压给定为220V±15%时，输出电压波动较小，能够满足交流伺服系统供电要求，验证了理论分析和参数设计的正确性。

　　参考文献

　　[1] 崔伟荣. 永磁同步电动机功率因数的仿真分析[D]. 南京:南京航空航天大学, 2006.

　　[2] 孙祖勇, 陈志辉. 多路隔离输出全数字伺服系统开关电源设计[J]. 电源技术应用, 2007, 10(6):33-37.

　　[3] YANG Yueru. A DSP-based bipolar switching powersupply[C]. Proceedings of the 2011 IEEE 9th InternationalConference on Power Electronics and Drive Systems,

　　2011:1020-1024.

　　[4] 沙占友. 单片开关电源最新应用技术[M]. 北京:机械工业出版社,2003.

　　[5] 陈坚. 电力电子学——电力电子变换和控制技术(第二版)[M]. 北京:高等教育出版社, 2004.

　　[6] 马瑞卿, 任先进. 一种基于TOP224Y 的单片开关电源设计[J]. 计算机测量与控制, 2007, 15(2): 235-238.

　　[7] LU Jue , ZHOU Hong , YU Li ,et al. A novel impulsivetransient suppression device based on TVS array[C].Proceedings of the 2009 Asia-Pacific Power and EnergyEngineering Conference, 2009:1-5.

　　作者简介：

　　余伟 (1989-)
来源：中国电力电子产业网http://www.p-e-china.com