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发表于 2009-4-11 09:59:00
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GSM信号的测量
现代高度发达的通信技术可以让人们在地球的任意地点控制频谱分析仪，因此就更要懂得不同参数设置和不同信号条件对显示结果的影响。
典型的全球移动通信系统(GSM)的信号测量如图1所示,它清楚地标明了重要的控制参数设置和测量结果。IFR2399型频谱分析仪利用彩色游标来加亮测量区域，此例中，被加亮的测量区域是占用信道和上下两个相邻信道的中心50kHz频带。
显示的水平轴(频率轴)中心频率为900MHz,扫频频宽为1MHz,而每一小格代表l00kHz。顶部水平线表示0dBm,垂直方向每一格代表10dB。信号已经被衰减了10dB,测量显示的功率电平已考虑了此衰减。
图1 GSM信道带宽显示和功率测量
GSM是以两个25MHz带宽来传送的:从移动发射机到基站采用890MHz到915MHz,从基站到移动接收机采用935MHz到960MHz。这个频带被细分为多个200kHz信道，而第50个移动发送信道的中心频率为900MHz,如图1所示。该信号很明显是未调制载波,因为它的频谱很窄。实际运用中，一个GSM脉冲串只占用200kHz稍多一点的信道带宽。
按照GSM标准,在发送单个信道脉冲串时,时隙持续0.58ms,而信道频率以每秒217次的变化速率进行慢跳变,再加上扫频仪1.3s的扫描时间,根据这些条件可以判定这是一个没有时间和频率跳变的静态测试,没有迹象表明900阳z的信号是间断信号。
为了保证良好的清晰度,选用1kHz的分辨带宽(RBW)滤波器。较新的频谱分析仪中的模拟滤波器的形状系数(3dB:60dB)为11,意思是60dB时滤波器带宽(从峰值衰减60dB)是3dB时滤波器带宽(从峰值衰减3dB)的11倍,即11kHz比1kHz。
与此相比,数字滤波器的形状系数还不到5。例如一个3dB带宽为50kHz的带通滤波器,其60dB带宽只有60kHz,这几乎是矩形通带。它保证在计算平均功率时只含有50kHz以外区域很小一点的功率。作为对比,如果分辨带宽RBW 50kHz,使用前面提及的模拟滤波器而不是数字滤波器,其60dB带宽将为550kHz。
标记1处的信号电平是4.97dBm。为了使噪声背景出现在屏幕上,显示轨迹线已向上偏移了10dB(在图中不易察觉),这是由于信号峰值被预先衰减10dB使其不超过顶部水平线,这也是信号峰值读数比参考电平高的原因。
图中,主信道功率(CHP)读数为7.55dBm,与峰值(标记1处)的读数4.978m不一致,其原因就是主信道功率是在50kHz测量带宽内计算的,而标记1的读数是峰值。公式1定义了在整个带宽内计算主信道功率的方法。
其中,
CHPwr:信道功率,单位dBm
CHBW:信道带宽
Kn:噪声带宽与分辨带宽之比
N:信道内象素的数目
Pi:以1mW为基准的电平分贝数(dBm)
图1中,分辨带宽为1kHz,信道带宽为50kHz。据式(1),先将在红色游标之间的每个像素功率电平(dBm)的对数值转化成线性功率电平毫瓦(mW)并求其平均值,然后按照测量带宽与分辨带宽之比来修正该值,以求得信道功率电平。
对于带有VGA显示的频谱分析仪来说,500个像素对应水平轴的10个刻度。因此,在红色游标之间有25个像素,每个像素表示2kHz。(1)式的第二
表示50kHz测量带宽内线性功率电平的平均值。假设900MHz处的峰值只有一个像素宽,其峰值功率3.14mW除以25(像素数),可得到功率平均值为0.126mW。
对于具有高斯响应的有4或5个极点的安捷伦滤波器而言,噪声功率带宽与分辨带宽之比为1.06,即Kn为1.06。假设IFR RBW滤波器与安捷伦RBW滤波器一样,那么(1)式第一部分变为50/1.06=47.2。最后结果为7.73dBm。
上述计算结果接近7.55dBm。在假设峰值只占有一个像素宽时,为什么刚才计算的功率比显示的功率大?这是因为峰值可能小于2kHz,即小于一个像素的宽度。一些频谱分析仪可将像素细分以得到更大的测量精度。这种情况下,很容易判断出连续波占用的宽度小于1个像素所示的2kHz,比如1.8kHz。
如果像素被细分为10等份,则平均功率为3.14×1.8/2/25=0.113mW。此时,主信道功率(CHP)等于7.27dBm。当然50kHz以外区域的测量带宽可提供一些功率,但是其单个像素宽的峰值被摊薄后,可下降达25dB,意思是该区域内两个或多个像素宽信号的功率将小于峰值功率1/300,所以不用加入总数里。
在数字系统里,很窄的连续波(单音信号)的显示和相关测量是有问题的,根据定义,一条线不能小于1个像素的宽度,可是,实际信号可能很窄。
最后一个影响显示的参数是视频带宽(VBW),设为1kHz。它与RBW不同,RBW决定到达检测器的信号能量,而VBW则处理被检测电平的显示。如果RBW比较大,那么就有更多的噪声到达检测器。选择一个比RBW、窄的VBW可以使显示平滑,但却增加了扫描时间。对于某些信号的测量,快速扫描、宽的RBW、窄的VBW的组合是最适宜的。
选用比RBWW值小的VBW,则显示的频谱不能跟踪检测到的快速峰值,因而产生失真。而当VBW值等于RBW时,可看到平滑噪声的功能降低,但减少的不是很多。图1中,有意地减小了背景噪声,这对所做的测量来说不是很重要。
频谱分析仪指标对测量的影响
最好的频谱分析仪,也不是完美无缺的。诸如因为输入到混频器的电平太大引起的信号压缩、仪器内部产生的热噪声、内部振荡器的相位噪声、二次谐波失真以及三次、四次交调失真等,都会产生误差。
例如,如果两个功率相同,但频率分别为f1和f2的信号,驱动一个完美的理想的线性放大器,那么就只有两个原始频率输出。而现实的放大器是非线性的,会产生两个频率的多种组合,包括
2f1—f2,2f2—f1,3f1—2f2,3f2—2f1...
频谱分析仪有点象非线性放大器,它的响应可以用一个幕级数表示,
V0=a1Vi十a2Vi2+a3Vi3+…+anVin,
其中电压为rms(有效值),Vi对应混频器输入的电压,V0对应检测电压。
除了简单放大增益项a1以外,将产生多个高次项。若要增大频谱分析仪的动态范围,处理好第三、第四阶交调失真(IMD)项尤为重要。
对于相对简单的测试,现代频谱分析仪提供了多种控制设置的组合,它们对测量精度的影响是不同的。例如,安捷伦E4440A型的自动组合模式,包括RBW滤波器,VBW滤波器(不采用VBW=RBW),扫频宽度及扫描时间,且根据输入衰减设定了参考电平。
某文献中建议的测量步骤,保证频谱分析仪产生的交调失真(IMD)至少低于被测信号(DUT)本身18dB,意味着频谱分析仪引起的失真对测量(DUT)失真的影响少于1dB。
图2 CDMA信号偏移885kHz的动态范围图
相邻信道功率比(ACPR)或低电平IMD的测量要更困难,更需要注意频谱分析仪的能力。图2显示了频谱分析仪的热噪声、相位噪声和第三、第五阶交调失真与混频器电平的关系。由于精确测量ACPR所需的动态范围接近或超出了很多频谱分析仪的性能极限,所以必须全面考虑之后才有把握进行正确测量。
CDMA信号的测量
CDMA信号类似噪声。重要的是类噪声的信号在理论上只选择均值或有效值型的显示检测器。正负峰值读数检测器会使在测量范围内的每个像素值发生偏差,而采样检测器只接收由像素表示的扫频范围内相应一组幅度的最后一个值。
均值和有效值型检测器的工作与信号统计特性无关,它能给出有良好重复性的结果。因为要在测量范围里把所有像素的功率电平进行平均得出平均功率,所以如果有足够的像素的话,也可以用采样检测器,若要测量重复性达到队1dB,则需要1000个像素。
由采样或均值检测器产生的像素值的平均值不那么简单明了,因....... |
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