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发表于 2008-6-14 23:20:13
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how to lower phase error in gsm handset design
李 航
[摘要] 相位误差(pe)是gsm手机四项非常重要的rf电气指标之一，减小相位误差对提高手机的话音质量有重大的意义。本文介绍在gsm手机设计中，减小相位误差的方法。
[关键词] gsm手机；相位误差pe(phase error)
1 引 言
gsm手机不论是在研发、生产还是在维修中，有四项rf电气指标肯定是必须测量的，中有三项是发射指标，即：射频输出功率、频率误差、相位误差，还有一项是接收指标即灵敏度。相位误差(pe)是一项非常重要的指标。在欧洲gsm的电信标准中规定：pe的峰值不得大于20度、有效值不得大于5度。当pe指标有问题时，轻则会影响话音质量(失真度变大或有咯咯声)、严重时则会使手机脱离gsm服务网。
2 pe的定义
要想提高某项指标的水平，首先是必须了解那一项指标的定义。pe的定义是：它是指i路(同相)与q路(正交)之间的相位平衡度(phase balance)，换句话说即是：i与q之间的正交性误差(quadrature error)。若某一时刻pe的采样点设为pe (j)，根据欧洲电信标准gsm11．10则有：
max {pe (j)} ≤20º
rms {pe (j) } = {∑nj =1pe2 (j)/n}1/2 ≤5º ,
j＝1，2，3，… n，n≥294 (1)
gsm手机综测仪在测量和计算pe时，采样时间一般取当前的10个突发(burst)长度(一个burst长度等于 577微秒)。
3 减小pe的方法
3．1 发射部分的方案考虑
目前主要有两种方案：一种是上变频方案；另一种是0ffset频率方案。这两种方案的差别在于rf已调信号的形成方法：前者是通过传统的由if到rf的频谱搬迁，而后者则是通过增加一个if pll，用其输出来控制一个专用的发射vc0，从而达到实现rf调制信号的目的。从性能来看，后一方案的频率误差和pe较小；从电路的复杂程度来看，前一方案简单；从综合的性能价格比来看，后一方案具有优势，故现在绝大多数的手机都采用offset频率方案，这有利于减小频率误差 和pe。详细的方案可参阅有关的技术文献，在此不再进一步地说明。
3．2 频率合成器参考频率fr的选择
θ=ωt , dθ=t•dω+ω•dt , ω=2πf
从上式可以看出：在频率误差dω相同的情况下，降低频率有利于减小dθ，因而可减小pe。手机的fr有两种选择：13mhz或26mhz，从减小pe的角度来考虑，选13mhz为好。
3．3 在i／q正交调制器的输入端采用lpf
该lpf一般采用无源rc型lpf。在gsm体制中，传输每一个bit的时间是3．69微秒，故传输速率是1000／3．69＝270．8kbps。在理论上，gmsk的调制频谱要利用调制bit的无限随机序列再通过复杂的计算来得到。理论和实际测量都表明：gmsk调制频谱的60db带宽为330khz，在此带宽内的频谱已包含了绝大部分的能量，因此选lpf的截止频率为330khz是合 适的。我们可采用图1所示的一阶rc lpf电路。其截止频率的计算公式为：
τ＝rc＝2×1000×220×10-12＝0．44μs
截止频率＝1000／(2π·τ)＝1000／(6.28 × 0.44)＝362khz
(注：在工作频段内，电容呈现的阻抗应为几千欧姆左右)
3．4 1／q正交调制器采用双端输入、输出方式
与单端方式相比较，双端方式可以降低串话(cross-talk)干扰，减小噪声和pe。要采用双端输入、输出方式，肯定会遇到单端与双端之间的转换问题，为了降低成本，一般均用无源 器件来完成转换，常采用的电路是lg网络或balun(一种平衡——不平衡转换传输线变压器)。现介绍一下如何设计lg型单端←→双端转换电路。电路如图2所示。该电路的特点是：共用了7个lg元件，其成本比采用balun要低，但指标比采用balun要差一点。 具体采用何种电路，得由设计者根据情况来确定。在图2中，由ll、cl组成lpf，其输出的电压滞后于电流；l2和c2组成hpf，其相位输出特性与lpf相反，即输出电压超前于电流；c3、c4在工作频率范围内呈现交流短路，同时隔离直流电压；l3对中心工作频率的阻抗等于与它相匹配器件的阻抗。对于e-gsm体制，发射的工作频率为880~915mhz，中心频率为897．5mhz。由lg一阶lpf和hpf截止频率的计算公式：
fc＝1／〔2π(lc)1/2〕＝915mhz(lpf)
fc＝1／〔2π(lc)1/2〕＝880mhz(hpf)
若取c1＝2．2pf(并臂阻抗取一百至数百欧姆左右)，则l1＝13．76nh。若取c2＝c1，则l2＝14．88nh。取值处理：对于lpf为了保证有一定的频率设计余量，fc应加大一点即l1要减小一点，而对于hpf则相反。在工程中我们可取l1为12nh，l2为15nh。对于900mhz工作频段，可取c3＝c4＝22pf(呈交流短路几个欧姆)。若无特别说明，一般双端rf的阻抗为2×50ω＝100ω，由此可算出：
l3=zl/2πf=100／(2×3.14x×897.5×106)
=17.74nh(实际可取18nh)
对于工作在其它频率点的转换电路，同样可采用上述方法计算出各个元件的参数。
3．5 直流和交流偏置
i／q正交调制器的直流偏置电平和交流输入电平相当于器件的静态和动态工作点。若工作点不对，则肯定会对指标造成不良影响。一般gsm手机i／q正交调制器的直流偏置电乎为1.0~1.4v，双端交流输入电乎为0．8~1．0vpp。还有一个重要问题是itsp(同相端)、itxn(反相端)、qtxp qtxn它们之间的交流电平平衡度问题，一般要求平衡度误差小于20mv。若该误差变大，则会使调制频谱的边带指标变差，从而导致pe变大。
(注：一般i／q交流电平的幅度可用示波器来测量，但在研发和维修中还可采用一个更为简便和实用的方法，即用数字万用表的ac200mv档来测量，同样可获得很高的相对测量精度。用vc9801型万用表通过和示波器进行对比测量后，得出换算系数为1．65×8(连续测量有8个timeslot)。例如：若万用表测得的单端交流电压为40mv，则实际上那一脚的单端交流对地电压为：40×1．65×8＝528mvpp)
3．6 频率合成器的输出频谱和直通效应
在gsm手机中用于调制的频率合成器，其谐波抑制指标一般要优于30dbc。调制器的直通效应（feed through effect即vc0的输出载波直接作用于调制器的输出端）要小。若这两项要求不能满足的话，则会降低调制器输出频谱的质量，从而引起pe变大。
3．7 i／q时延调整
根据数学计算公式：θ＝ωt，当频率一定时，若改变时间同样可改变相位。根据这一理论基础，通过物理层软件来控制i路或q路基带信号的时延，可对pe进行补偿校正。
3．8 i／q正交调制器工作频率的选择
若仅从减小pe的角度来考虑，选取较低的调制工作频率是有利的。现在gsm手机用于正交调制的调制频率一般选取在150~300mhz之间。若采用简单的一次调制即由基带信号直接调制到rf工作频率，则pe指标很难保证，而且对整机的电磁屏蔽要求也非常高。
3．9 emc设计
良好的emc设计对于保证pe指标是极为重要的。emc设计主要采用三项措施：接地、屏蔽和滤波。在gsm手机内采用大面积接地、地线层、汇流条来降低接地阻抗。在电磁屏蔽设计中，屏蔽材料的选择是非常重要的。屏蔽效果取决于所选材料的吸收损耗指标，而该指标与材料相对导磁率的平方根、与材料相对电导率的平方根成正比。因此，选取具有高的相对导磁率和相对电导率的材料能获得好的电磁屏蔽效果。当然屏蔽材料的选择还要考虑到加工成型工艺、加工难度和成本。
3．10 pa部分的设计
目前有两种pa方案可供选择：开环方案(无功率检测)和闭环方案(有功率检测)。在pe指标方面这两种方案没有优劣之分。在pa电路的设计中，有时会出现这样的现象：小功率输出时，pe指标正常；但当大功率输出时，pe指标则超差。出现这种情况的原因在于：(1)在大信号工作的条件下，pa的线性动态范围不够； (2)当输出功率加大时，电源线上的电流也随之变大，若pcb布线或电源去耦不良的话，会造成此故障； (3)pa输出匹配电路设计问题，从而造成vswr变大； (4)emc方案设计不佳，屏蔽材料、屏蔽结构、屏蔽方式选择不当。 |
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