究竟是什么限制了MOSFET的性能——芯片、封装、驱动还是电路板？

miqiqi

在追求不断提高能效的过程中，MOSFET的芯片和封装也在不断改进。尽管四十多年来我们对这种器件有了很多了解，但目前将它们有效地应用于电源产品依然面临挑战。根据具体应用建立FET性能模型并采用电子表格记录数据的经验丰富的设计人员，亦未能从熟悉的模型中获得满意的结果。

除了器件结构和加工工艺，MOSFET的性能还受其他几个周围相关因素的影响。这些因素包括封装阻抗、印刷电路板(PCB)布局、互连线寄生效应和开关速度。事实上，真正的开关速度取决于其他几个因素，例如切换的速度和保持栅极控制的能力，同时抑制栅极驱动回路电感带来的影响。同样，低栅极阈值还会加重Ldi/dt问题。


正因为了解电路中晶体管的性能很重要，所以我们将选用半桥拓扑。这种拓扑是电力电子装置最常用的拓扑之一。这些例子重点介绍了同步压降转换器——一个半桥拓扑的具体应用。


共源极电感效应








图1为具备杂散电感和电阻(由封装键合线、引线框以及电路板布局和互连线带来)等寄生效应的半桥电路。共源电感(CSI)倾向于降低控制FET(高边FET)的导通和关断速度。如果与栅极驱动串联，通过CSI的电压加至栅极驱动上，可使FET处于导通状态(条件：V = -Ldi/dt)，从而延迟晶体管的关断。这也会增大控制FET的功耗，如图2所示。





更高的功耗会导致转换效率降低。另外，由于杂散电感，电路出现尖峰电压的可能性很高。如果这些尖峰电压超过器件的额定值，可能会引起故障。


为了消除或使这种寄生电感最小化，设计人员必须采用类似无引脚或接线柱的DirecFET等封装形式，并采用使互连线阻抗最小化的布局。与标准封装不同，DirecFET无键合线或引线框。因此，它可极大地降低导通电阻，同时大幅降低开关节点的振铃，抑制开关损耗。


缓和C dv/dt感应导通

影响性能的另一个因素是C dv/dt感应导通(和由此产生的击穿)。C dv/dt通过栅漏电容CGD的反馈作用(引起不必要的低边FET导通)，使低边(或同步)FET出现栅极尖峰电压。


实际上，当Q2的漏源极的电压升高时，电流就会经由栅漏电容CGD 流入总栅极电阻RG ，如图3(a)所示。因此，它会导致同步FET Q2的栅极出现尖峰电压。当该栅极电压超出规定的阈值时，它就会被迫导通。图3(b)显示的，正是在图3(a)所示 典型同步压降转换器拓扑中，同步FET Q2在这种工作模式下的主要波形。


若要准确地确定低边或同步MOSFET Q2的这种现象带来的功耗，需要对其漏源电压VDS_Q2 进行一段时间的钳位控制。在钳位控制时段，其功耗约为：


在这个等式中，Vcl 代表VDS_Q2 的钳位电压值；fs代表开关频率；Irrm 代表峰值反向恢复电流；tcl 代表反向恢复电流由Irrm 降至零所需的时间。


由上式可以看出，C dv/dt感应损耗是Vin、dv/dt和开关频率的函数，反过来，它也会受驱动速度、栅极电荷Qg、反向恢复电荷Qrr和布局的影响。因此，要想抑制这种不必要的导通，需要选择具备低荷比(QGD/QGS1)的适用同步MOSFET Q2。在QGD/QGS1中，QGD代表栅漏米勒电荷，QGS1代表栅极电压达到阈值之前的栅源电荷。尽管降低CDS 或增大CGS可降低C dv/dt感应电压，但Q2的C dv/dt感应导通还取决于漏源电压 VDS-Q2 和阈值电压Vth。由于栅极阈值电压会随着温度的升高而降低，因此这个问题在温度升高情况下会进一步恶化。因此，低阈值FET对C dv/dt问题尤其敏感。


在实际应用中，要想评估同步MOSFET Q2，需要了解栅极电容的栅极电荷性能。因此，聪明的办法是调查C dv/dt感应导通，这需要查看累积的米勒电荷。为避免Q2错误导通，设计人员必须确保当漏源电压VDS-Q2 达到输入电压时，它必须比栅源电容的总电荷低。

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学习下，谢谢！！

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图8右侧有一个位于FET下方的小型陶瓷支路，利用过孔形成一个极小的输入回路。因此，需要将支路电容靠近驱动放置，并将输入陶瓷电容CIN 靠近高边MOSFET放置。在这里，控制回路FET相对于同步FET具备更高的优先权。


如果将FET并联，需要确保栅极回路阻抗匹配。另外，该布局必须采用隔离的模拟接地层和功率接地层，使大电流电路形成独立的回路，从而不干扰敏感的模拟电路。然后，必须将这两个接地层与PCB布局的一个点连接。此外，设计人员还必须利用多个过孔，使FET与输入引脚Vin或接地层连接。电路板上任何未用区域必须灌注铜。


总之，封装阻抗、PCB布局、互连线寄生效应和开关速度都是影响电源电路MOSFET性能的重要因素。因此，要想在高功率密度条件下获得最佳的转换效率，必须在设计MOSFET过程中，充分考虑封装、电路板布局(包括互连线)、阻抗和开关速度。



F3: 实际上，当Q2的漏源极的电压升高时，电流就会经由栅漏电容CGD 流入总栅极电阻RG ，如图3(a)所示。因此，它会导致同步FET Q2的栅极出现尖峰电压。当该栅极电压超出规定的阈值时，它就会被迫导通。图3(b)显示的，正是在图3(a)所示 典型同步压降转换器拓扑中，同步FET Q2在这种工作模式下的主要波形。

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两个不同的同步FET的测量损耗如图7所示。从图7可以看到，在宽输出负载范围条件下，1号器件相对于2号器件的损耗更低。实际上，在10A负载条件下，1号器件的功耗比2号器件低0.72 W。整体而言，2号器件的功耗比1号器件高出约18%，这主要是由C dv/dt导通损耗造成的。其中的奥秘就在于，1号器件具备更低的栅漏电荷和电荷比，因此它具备更低的或不产生Cdv/dt损耗。由于负载电流对C dv/dt损耗的影响不大，因此在轻载条件下，功耗的变化基本无差别。


另一个可影响电源产品设计的MOSFET性能的因素是布局。例如，不合理的电路板布局可增大电源电路的寄生效应，反过来，增大的寄生效应又会提高电源的开关和导通损耗。此外，它还会提高电磁干扰的噪声水平，从而使设计出的产品达不到理想的性能。


若要最大限度降低电路板布局带来的影响，设计人员必须确保通过将驱动和MOSFET尽可能地背靠背放置，从而使输入回路面积最小化，如图8所示。

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为进一步阐明上述的内容和更好地了解C dv/dt损耗对整个电路损耗的影响，让我们用两个MOSFET(参数如表1所示)例说明。1号器件具备高通态电阻和低电荷比值，而2号器件是具备低通态电阻和高电荷比值的晶体管。将这两个器件插入同步压降转换器具备相同的Q1 MOSFET和1 MHz开关频率的同步FET插槽。输入电 压为14 V，输出电压为1.3 V。

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从这些图可以看出，DirectFET封装与DPAK、D2PAK、SO8 和微型引线框封装(MLP)等其他封装相比，相对于频率带来的电阻和电感可忽略不计。此外，DirecFET相对于带引脚的封装，其寄生感应值的变化最小，因为能够带来电阻和电感的封装已被降至最低程度。随着不久前对DirecFET材料和结构的改进，这种封装的电阻降至0.15 mΩ，寄生电感降低0.1 nH以下。唯一在封装电阻和电感方面与DirectFET接近的封装是MLP——PQFN的变体。



性能最大化

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图5和图6为无芯片封装的电阻和寄生电感的测量值与不同类型MOSFET封装的频率的对比情况。

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最大限度降低封装寄生效应


简单的数学分析表明，解决这个问题的最佳办法是选择小于1的电荷比QGD/QGS1。防止C dv/dt感应导通的其他因素包括低驱动漏极阻抗(<1 欧姆)、具备低RG的FET设计、外置的G-S电容器和具备最低寄生效应和电压振铃的Q2封装。


同步MOSFET Q2的导通电阻RDS(on) 及其封装，在抑制C dv/dt导通方面具备同等的重要性。实际上，近几年来，MOSFET供应商对各种封装进行了大幅改进，使通态电阻变得很低并最大限度降低寄生效应。例如以7引脚D2PAK封装为例，相对于同等的标准D2PAK封装，在相同漏源电压VDS条件下，它的导通电阻降低0.4 mΩ，同时大幅改进了电流处理功能。采用7引脚D2PAK封装的典型代表是IRFS3004-7PPBF。该MOSFET的额定电压为40 V，导通电阻为1.4 mΩ，漏电流(ID)为240 A。同样的芯片采用传统的D2PAK封装，其通态电阻为1.8 mΩ，额定漏电流为195 A。


其他改进的功率封装包括功率四方扁平无引脚封装(PQFN)和DirectFET等封装。PQFN封装具备多种变体。不过，与其他的封装不同，DirectFET未采用任何键合线和引线框，使封装电阻和寄生电感降至最低，如图4所示。