正确的布局和元件选择是控制EMI的关键

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大多数便携设备包含电压调节器或其它类型的电源电路，许多非便携式设备中使用的小尺寸光刻技术IC要求较低的供电电压，也必须由特定的电源电路来提供。然而许多设计者并不完全了解，电压调节器和电源电路的选择对于电池寿命、电磁干扰/电磁兼容(EMI/EMC)规范的兼容性、甚至产品的基本性能能否达到设计要求都有着重大影响。以下就有关电源电路中电气噪声的产生和传播机制及物理原理进行讨论。


电压调节器
最为普通的功率转换器就是电压调节器。它可以接受一个在某给定范围内变动的输入电压，并产生一个不变的输出电压。电压调节器主要包含两大类：开关型和所有其它类型(主要是线性和并联型)。不同于开关型调节器，线性和并联型的适用范围很有限，因为其输出电压必须保持低于输入电压。另外，大多数开关调节器的效率也优于对应的线性或并联型调节器。不过，线性/并联型调节器的低噪声和简单性使它们相对于开关调节器更有吸引力。

最简单的电压调节器是并联型调节器，它通过调节流过电阻的电流，使输入电压下降到一个稳定的输出电平。齐纳二极管具有类似功能，但齐纳管中的功率消耗过大，且负载调整(输出电压随负载电流的变化)很差。有些并联调节器允许利用分压网络设定稳定电压，但通常是作为一个功能模块出现在更为复杂的调节器或电源中。一般来讲，并联调节器适合于负载电流变化不大的低功耗系统。然而，这种狭窄的应用范围可以通过增加一个有源调整元件(通常是一个双极晶体管)而得以扩展，此时的并联调节器就转变为线性调节器。


线性电压调节器
线性电压调节器利用一个有源调整元件(双极型或MOSFET)将输入电压降低至稳定的输出电压。这类器件中，低压差型(LDO)在过去的十年中已十分流行。压差指维持输出稳定所需的最小电压差异(输入和输出之间)。降落电压高达1V的调节器一度被称为LDO，但更典型的压差值在100mV至300mV之间。

线性调节器的输入电流接近于输出电流，它的效率(输出功率除以输入功率)是输出/输入电压比的函数。因此，压差是一个非常重要的性能，因为更低的压差意味着更高的效率。如果输入电压高出输出很多，或者它在很宽的范围内变动，那么就很难获得比较高的转换效率。除此之外LDO调节器还可作为一道屏障来隔离开关调节器产生的噪声(进一步讨论)。在此用途中，LDO调节器的低压差特性有利于改善电路的总体效率。


开关调节器
如果线性或并联型调节器的性能不能满足应用要求，那么设计者就必须转而考虑开关型调节器。然而，伴随着性能的改进也带来一些不足之处，例如更大的尺寸和更高的成本，更敏感于(并产生)电气噪声，以及复杂程度的增加等等。

开关调节器或电源所产生的噪声以传导或辐射的形式出现。传导型噪声表现为电压或电流形式，它们还可进一步分类为共模或差模传播方式。更为复杂的是，连接线上有限的阻抗会将电压传播转换为电流传播，反之亦然，并且差模传播也会产生出共模传播噪声，反之亦然。

一般来讲，你可以降低上述一种或多种传播类型的噪声使电路得到优化。传导型噪声对于固定系统的影响往往比对便携式系统更为严重。因为便携式设备依靠电池工作，它的负载和电源没有传播传导型噪声的外部连接。

为了理解开关调节器中的噪声源，必须首先了解其工作原理。对于各种类型开关调节器的描述超出了本文的涉及范围。不过，基本上各种开关调节器都是利用有源元件(晶体管和二极管)在储能元件(电感和电容)之间往复传送电流，最终实现源端电压/电流到负载端电压/电流的转换。为方便描述，采用MAX1653 DC/DC转换控制器构成典型的同步整流、降压型转换器(图1)。


图1. 图中所示的降压型开关调节器采用外接的开关管(N1)和同步整流器(N2)

正常工作期间，该电路在高端开关(N1)导通时从输入向输出传送电流，而在N1关断、同步整流器(N2)导通时由电感继续传送。粗略假定所有元件都是理想的，可以得到近似一阶的电流和电压波形(图2)，这些元件的寄生效应将在后续部分中考虑进来。


图2. 这些工作波形基于图1电路中所有元件具有理想特性的假设后得出

由于N1仅在一部分时间内导通，从源端和输入电容(CIN)的位置看来电流是不连续的。CIN在N1导通时提供超出部分电流(IL - IINPUT)，而在N1关断时由输入电流储存电荷。如果CIN为无限大，且具有零等效串联电阻(ESR)和零等效串联电感(ESL)，它两端的电压将在上述充电和放电周期中保持恒定。当然，实际电压会在每个周期间波动。电流脉冲根据电导率关系，以等于或高于转换器开关频率的速度，在CIN和输入源之间进行分配。

降低这种传导型噪声的一种最直接的方法是：在输入端连接低阻抗旁路电容。另外一种灵巧一点的办法更为节省成本和电路板空间：增加电源和转换器之间的阻抗，并确保必要的直流电流能够不受阻碍地通过。最佳的阻抗元件是电感器，但应确保转换器的输入阻抗在最高至环路的转折频率时都保持较低的水平(大多数DC-DC开关转换器的环路转折点位于10kHz到100kHz间)。否则的话，输入电压的波动会导致输出电压不稳定。

输出电容(COUT)上的纹波电流要比CIN上的低得多，不但幅度较低，而且(不同于输入电容)电流是连续的，因此也就具有比较少的谐波成分。通常，每匝线圈都被一层绝缘物质覆盖，这就在各匝线圈之间形成了一个小的电容。这些杂散电容串联叠加后形成一个和电感相并联的小等效电容，它提供了一条将冲击电流传导至COUT和负载的通路。这样，开关节点处(LX)电压波形的不连续跳变沿就会向COUT和负载传送高频电流，结果常常是在输出电压上形成毛刺，能量分布于20MHz至50MHz范围。

这种类型转换器的负载常常是对于传导噪声敏感的某种形式的微电子电路，不过幸运的是，转换器的传导噪声在输出端比起输入端来更容易控制。和输入端一样，输出传导噪声也可以利用低阻抗旁路或第二级滤波来加以控制，第二级(后端)滤波器的使用应当谨慎。输出电压是控制环路中的一个控制变量，输出滤波器给环路增益附加了延时或相移(或两者)，有可能使电路不稳定。如果一个高Q值LC后端滤波器被置于反馈点之后，电感的电阻将会降低负载调整特性，并且瞬态负载电流会引起输出振荡。


其它拓扑
其它类型的开关转换器具有与降压转换器类似的问题。以升压型转换器(图3)为例，此种类型转换器的基本结构类似于降压型转换器，只不过输入和输出易位。这样，出现于降压转换器输入端的问题也会出现在升压转换器的输出端，反之亦然。


图3. 这个升压型开关调节器缺省同步整流器，但仍然相似于输入和输出互换的降压型结构。

降压转换器的应用具有局限性，因为其输出电压必须低于输入电压。类似地，升压转换器的输出电压必须高于其输入电压。当输出电压落在输入电压范围之间时，就给这两种拓扑的转换器造成一些困难。反激式转换器拓扑可以解决这个问题(图4)。


图4. 反激式调节器在输入范围高于和低于输出电压的情况下都可保持稳定的输出

反激式转换器输入、输出端的电流均不连续，这使传导型噪声更加难以控制，这种转换器的噪声特性通常比升压型或降压型更差。存在于这种转换器的另一个问题是，变压器上每个绕组中的电流都不连续。这种不连续电流作用于变压器漏感就会产生高频电压尖刺，它可以传播到其它电路。初、次级线圈之间的空间间隔是造成漏感的主要原因。也就是说，漏感是由空气中的磁场引起的(因为磁芯中的磁场同时耦合至初级和次级线圈)。因此，因漏感而产生的电压尖刺会产生电磁辐射。

另一种解决输入和输出电压交叠问题的方法是采用单端主电感转换器(SEPIC)拓扑。SEPIC转换器类似于反激式电路，只是在变压器初级和次级线圈间连接了一个电容(图5)。在反激电流被切断时，这个电容提供了一条初级和次级线圈的续流通路，由于初级和次级线圈中的电流变为连续，因此改善了反激式电路的性能。从另一方面讲，增加反激式电路的输入输出电容通常也可以有效改善其噪声性能，使这种拓扑可以被接受。如果传导噪声和辐射噪声可能会成为问题的话，那么SEPIC电路要优于反激式。


图5. 不同于非常相似的反激式调节器，单端主电感转换器(SEPIC)具有连续的初级和次级电流，所产生的噪声更低。
线性后端调节
有些应用要求输出噪声非常小，而又无法接受线性调节器的低效率。这种情况下，采用开关调节器后接线性调节器的结构可能会比较适合。后端调节器可以削弱开关调节器产生的高频噪声，最终的噪声性能可以接近于一个单独的线性调节器。由于大部分电压转换由开关调节器完成，因而效率的损失要比完全采用线性调节器时小得多。

这种方案也可以用于在输入输出电压范围有重叠的应用中，替换反激式和SEPIC转换器。当输入电压低于输出时升压转换器工作，而当输入高于输出时线性调节器发挥作用。升压转换器和低压差(LDO)线性调节器可以被组合到单片IC中(图6)。这种器件具有一种跟踪模式，使升压转换器的输出电压总是高出LDO输出电压300mV。这样，LDO调节器能够保证具有足够的PSRR和电压裕量(输入减输出)，可以在各种情况下抑制升压转换器的输出噪声。


图6. 作为第三种选择方案，此IC结合了一个开关型调节器(用于升压)和一个线性调节器(用于降压)，当输入电压范围跨越输出电压时可以保持稳定的输出。
共模噪声
按照定义，共模传导噪声在输入或输出端的两条连接线上相位相同。一般来讲，它仅对那些和大地有连接通路的固定系统造成影响。在一个带有共模滤波器的典型离线式电源中(图7)，共模噪声的主要来源是MOSFET。MOSFET通常是电路中的主要耗能元件，很多情况下它需要配散热器。


图7. 在这个典型的离线式电源中，共模滤波器可降低输入和输出两侧的噪声。

TO-220器件的散热片连接于MOSFET漏极，而大多数情况下，散热器会向大地传导电流。由于MOSFET与散热器电气隔离，它和大地之间具有一定的分布电容。随着开关的打开和关断，迅速变化的漏极电压会通过分布电容(CP1)向大地发送电流。由于交流电线和大地之间的低阻抗，这种共模电流会通过交流输入流入大地。变压器也会通过分布于隔离的初、次级绕组间的电容(CP2A和CP2B)传导高频电流。这样，噪声会同时传向输出端和输入端。

图7中，共模传导噪声被安置在噪声源(电源)和输入或输出之间的共模滤波器抑制。共模扼流圈(CML1和CML2)通常是在单一磁芯上按图中所示极性绕制而成。负载电流和驱动电源的入线电流都是差模电流(电流由一条线流入另一条线流出)。在这种由单一磁芯绕制的共模扼流圈中，差模电流产生的磁场互相抵消，因此可以使用较小的磁芯，因为其中的储能很小。

许多为离线式电源设计的共模扼流圈采用空间上分离的线圈绕成。这种结构增加了一定的差模电感，这有助于降低传导型差模噪声。由于磁芯同时穿过两组线圈，所以由差模电流和电感产生的磁场主要存在于空气中而非磁芯中，这会导致电磁辐射。

产生于电源所带负载的共模噪声会经由变压器中的分布电容(CP2A和CP2B)，穿过电源向交流电网传播。在变压器中增加法拉第屏蔽(初、次级之间的接地层)可以降低这种噪声(图8)。屏蔽层的引入在初级和次级线圈与地之间分别形成了分布电容，这些电容将共模电流旁路到地，而不再穿过变压器。


图8. 初级和次级之间的法拉第屏蔽可以阻断通过变压器绕组间分布电容的共模噪声

正如传导噪声总是以电压或电流的形式出现，辐射噪声则是表现为电场或磁场的形式。然而，由于电磁场存在于空间而非导体中，因此也就没有差分或共模之别。电场存在于两个电位之间的空间中，磁场围绕通过空间的电流而存在。两种场可存在于一个电路中，因为电容就是以电场的形式储能而电感/变压器则以磁场的形式储存/耦合能量。


电场
由于电场存在于两个具有不同电位的表面或实体之间，因此，只需要用一个接地的防护罩将设备屏蔽起来，就可以相对容易地将设备内部产生的电场噪声限制在屏蔽罩内部。这种屏蔽措施已被广泛用于监视器、示波器、开关电源以及其它具有大幅度电压摆动的设备。另外一种通行的做法是在电路板上设置接地层。电场强度正比于表面之间的电位差，并反比于它们之间的距离。举例来讲，电场可存在于源和附近的接地层之间。这样，利用多层线路板，在电路或线条与高电位之间设置一个接地层，就可以对电场起到屏蔽作用。

不过在采用接地层时还应注意到高压线路中的容性负载。电容储能于电场中，这样，当靠近一个电容设置接地层时就在导体和地之间形成一个电容。导体上的大dV/dt信号会产生大传导电流到地，这样，在控制辐射噪声的同时却降低了传导噪声性能。

如果出现电场散射，来源最有可能位于系统中电位最高的地方。在电源和开关调节器中，应该注意开关晶体管和整流器，因为它们通常具有高电位，而且由于带有散热器，也具有比较大的表面积。表面安装器件同样存在这个问题，因为它们常常要求大面积电路板覆铜来帮助散热。这种情况下，还应注意大面积散热面和接地层或电源层之间的分布电容。


磁场
电场相对比较容易控制，但磁场就完全不同了。采用高磁导率(µ)的物质将电路封闭起来可以起到类似的屏蔽作用，但是这种方法实现起来非常困难而且昂贵。通常来讲，控制磁场散射最好的办法就是在源头将其减至最小。一般情况下，这就要求选择那些磁辐射小的电感和变压器。同样重要的还有，在进行电路板布局和连接线配置时要注意最大限度减小电流回路的尺寸，尤其是那些载有大电流的回路。大电流回路不仅向外辐射磁场，但它们还增加了导线的电感，这会在载有高频电流的线上引起电压尖刺。
电感
没有电感或变压器设计经验的电路设计者倾向于选择商品化的变压器和电感。尽管如此，了解一点磁性材料方面的知识将有助于设计者针对具体应用做出最适当的选择。

降低电感散射的关键是选用高磁导率的材料，以便使磁场局限于磁芯中而不向周围空间散射。在高磁导率介质中，磁场密度几乎随着磁导率正比增加。这很象是并联的电导：当一个1S的电导(即1Ω电阻)和一个1mS的电导(1kΩ电阻)并联时，其中的电流将是1mS电导中电流的1000倍。一个1000µ、1in²的磁芯相比于一个1µ、1in²的磁芯，其中的磁场密度之比例为1000:1。高磁导率介质不能储存很多能量，所以，为了缩小电感尺寸，常常采用带有气隙的高磁导率磁芯。

为方便理解，参见图9。参量B (X轴)正比于V×t/N，其中N为线圈匝数。参量H (Y轴)正比于N×i。这样，曲线的斜率(正比于µ)也就正比于电感(L = V/[di/dt])。为这个铁氧体磁芯(或其他类型的高磁导率磁芯)增加气隙将使斜率降低，同时降低了等效磁导率和相关的电感。电感因斜率的变化而降低，而最大电流因斜率的变化而增加，同时饱和磁感应强度B保持不变。所以，储存于电感的最大能量(½LI²)增加了。这种增加也可以通过给电感施加一个电压，然后观察达到饱和Bsat所需的时间来得到印证。储存于磁芯的能量是(V×i)dt的积分。因为对于带有气隙的磁芯，同样的电压和时间下总是具有更高的电流，所以相应的储能也更高。


图9. 铁氧体磁芯增加气隙后迫使磁通透出磁芯，使电感或变压器储能于器件周围的磁场中。

然而，采用带气隙的磁芯会增加电感周围空间中的磁辐射。以轴状磁芯为例，因为具有很大的气隙，它在工作时具有很强的磁辐射，正是由于这个原因，在很多对噪声敏感的应用中不被采用。轴状磁芯(线轴状的铁氧体)是一种最为简单和最为廉价的带气隙的铁氧体磁芯。将线圈绕于中轴上面便构成一只电感。由于线圈直接绕在磁芯上，除了线圈的引出外不再需要其它处理，因此成本很低。很多情况下，导线是通过磁芯底部的一块金属化区引出的，使电感可以进行表面安装。其它一些表面安装电感则是被固定在一个陶瓷或塑料顶盖上，线圈通过顶盖引出。

有些制造商在轴状磁芯外部套装了一个铁氧体屏蔽罩来降低辐射。这种办法是有效的，但同时也减小了气隙，因而也就降低了磁芯储能。由于铁氧体自身储能不多，通常在磁芯和屏蔽罩之间保留了一个小的气隙，这将使这种类型的电感辐射一部分磁场。不过，在某种可以接受的散射水平下，轴状磁芯在成本和EMI之间是一个比较好的折衷。

其它不同形状的磁芯也可以根据应用要求增加气隙(或不加)。例如罐状磁芯、E-I磁芯和E-E磁芯等都具有一个中心柱或轴(图10)，可以在上面开出一个空气间隙。在磁芯的中心开气隙并用线圈将其完全包围起来，有助于减少气隙向外部空间的磁辐射。这种电感通常更贵一些，因为线圈必须独立于磁芯绕制，磁芯环绕线圈组装。为便于设计和组装，可以购买中轴上预留气隙的磁芯。


图10. 不同几何形状的磁芯具有不同的储能能力、磁辐射和组装难易程度，它们均可增加气隙。

或许在降低磁辐射方面表现最好的磁芯是具有分布式气隙的磁环。这种磁芯采用填充材料和高磁导率金属粉末混合后压制成型。被非磁性填充物分隔的金属粉末颗粒中有小的气隙，能够产生均匀分布在整个磁芯的总“气隙”。线圈环绕磁环绕制，使磁场在线圈中间沿着磁环形成圆环。当线圈绕满磁环整个圆周时，它就完全包围住磁场将其屏蔽起来。

分布气隙式磁环的能损有时会比开有气隙的铁氧体磁芯更高一些，这是由于组成芯体的金属颗粒中容易形成涡流，导致磁芯发热而使电源效率降低。由于线圈必须穿过磁环中心，绕制比较困难，所以这种类型的电感也比较贵。线圈绕制可由机器完成，但比起传统类型的绕线机，这种类型的机器更贵而且操作更慢。

有些铁氧体磁环具有非连续的气隙。这种磁芯所产生的磁辐射高于上述分布气隙式磁芯，但典型的带气隙磁环具有比较低的能损，因为它们封闭磁场的能力要优于其它类型的具有非连续气隙的铁氧体磁芯。用线圈包围气隙可以降低磁辐射，而环状磁芯更有助于将磁场封闭于芯体内部。


变压器
变压器具有许多和电感共有的局限，因为它们采用同样的磁芯绕制而成。除此之外，变压器还有一些独有的特性。实际变压器的特性接近于理想变压器—以正比于绕组匝比的电压比率从初级向次级耦合电压。

在变压器等效电路中(图11)，绕组间的分布电容等效为电容CWA和CWB。这些因素带来的主要问题是隔离电源中的共模散射问题。绕组电容CP和CS很小，在开关型电源和调节器的工作频率下通常可以忽略。励磁电感LM的作用很重要，因为过高的励磁电流会造成变压器饱和。和电感一样，饱和状态下变压器的磁辐射将会增加。饱和还会造成更高的磁芯能损，更高的温升(有可能引起热失控)，以及降低绕组间的耦合度。


图11. 变压器等效模型中的分布元件使其理想工作特性发生变化

漏感是由仅匝链一个绕组而未匝链其它绕组的磁场产生的。虽然在有些耦合式电感和变压器(就象前面讨论的共模扼流圈)中有意将这个参数设计得比较大，但对于开关电源来讲，漏感LLP和LLS常常是最令人头痛的寄生元件。同时匝链两个绕组的磁通将两个绕组耦合为一体。所有变压器绕组都环绕磁芯，因此任何漏感都存在于磁芯外部，在空气中，会向外界产生磁辐射。

漏感带来的另外一个问题是，当电流迅速变化时会产生大电压，这在大多数开关电源变压器中有所表现。这种大电压会使开关晶体管或整流器过压而损坏。吸收缓冲器(通常是一只串联的电阻和电容)常被用来耗散这种电压尖峰的能量，而使电压得到控制。另一方面，有些开关器件被设计为可以承受一定的重复性雪崩击穿，能够耗散一定功率，可以不用外部缓冲器。

变压器漏感的测定很简单，只需短路次级线圈，然后测量初级电感即可。这种测量结果中也包含了通过变压器耦合的次级漏感，多数情况下，这个漏感也必须加以考虑，因为它也会增加初级侧的电压尖峰。对应的尖峰能量可按公式E = ½LI²计算，这样，漏感造成的功率消耗就是每一尖峰的能量乘以开关频率：P = ½LI²f。

对于变压器的具体要求和不同的电源拓扑有关。有些拓扑通过变压器直接耦合能量，例如半桥、全桥、推挽式或正激式转换器，这就要求非常高的励磁电感以防止饱和。这些电路中变压器的初级和次级线圈同时传输电流，直接通过变压器耦合能量。由于只有很少的能量储存于磁芯中，变压器可以做得比较小。这种变压器通常采用没有气隙的铁氧体或其它高磁导率材料的磁芯绕制而成。

另外一些电源拓扑则要求变压器磁芯储存一定的能量。反激式电路中的变压器在开关周期的前半部分通过初级线圈储能。在开关周期的后半部分，能量被释放并通过次级线圈馈向输出。和电感的情况一样，不带气隙的高磁导率磁芯不太适合变压器储能。相反，磁芯必须具有不连续的或分布式的气隙。这会使元件的尺寸比不带气隙时的情况更大一些，但却省去了额外的储能电感，因此更加节省成本和空间。


布局
元件的选择对于控制EMI至关重要，但电路板的布局和互连也具有同等重要的影响。尤其是对于高密度、采用多层电路板的开关电源，元件的布局和走线对于电路的正常工作具有重要的影响。功率的切换可以在连接线上产生很大dV/dt和di/dt的信号，它可以耦合到其它连线上造成兼容性问题。不过，只要在关键回路的布局方面多加注意，就可避免兼容性问题以及花费很大代价去对电路板进行修改。

对于一个系统来讲，辐射型和传导型电磁干扰很容易区分，但具体到某快电路板或某段导线，问题就变得复杂了。相邻连线之间会有电场的耦合，同时也会通过分布电容传导电流。同样地，连线之间也会象变压器一样通过磁场发生耦合。这种相互作用可以利用集中元件进行描述，也可以采用电磁场理论进行分析。具体采用何种方法取决于系统的精确度要求。


串扰
两个或更多导体靠得比较近时，它们之间就会有容性耦合，一个导体中的大幅度电压变化会向其它导体耦合电流。如果导体是低阻抗的，则耦合电流仅产生很小的电压。电容反比于导体间的距离而正比于导体的面积，这样，减小相邻导体的面积，并增加它们之间的距离，将有利于降低传导型噪声。

另外一个减小导体间耦合的办法是增加一个接地或屏蔽层。导体之间的一条接地线(很多情况下为电源总线或其它类型的低阻抗节点)可以将容性耦合过来的干扰信号旁路到地，从而起到防止导体间相互干扰的作用。但应当谨慎行之。如果载有快速dV/dt信号的线条被靠近某接地层放置，而该接地层与大地之间通过高阻互连，那么上述快速变化信号就会耦合进入接地层。进而接地层又会向敏感线路耦合，这样，非但没有改善，反而使噪声问题更加恶化。如果接地层不用承载大电流，通常趋向于采用细导线将其连接到地。然而，细导线具有比较大的电感，这会使接地层对于快速变化的电压信号呈现为高阻。

必须保证接地层不向电路的敏感部分耦合噪声。例如，输入、输出旁路电容就经常通过接地层传输电流，高频电流对于敏感电路会产生不可忽视的影响。为避免这种问题，常常在电路板上采用独立的层面，分别用于电源和信号的接地。将不同层面在单点连接，那么，大功率接地层上的噪声就不会注入到其它层面上去。这种做法类似于所有元件在单点接地的星形地(所有线条以“星”形汇聚至接地点)。星形接地的效果等同于采用独立的功率和信号接地，但在一个比较复杂的、包含许多接地元件的大型电路中无法实施。

如果已知某个节点对噪声敏感，那么所有连接到该节点的线条和导线都应该远离那些有大幅度电压变化的节点走线。如果做不到，需要增加一个良好的接地或屏蔽。良好的电容旁路也可以降低这些节点对串扰的敏感度。通常，一个连接于节点和地之间，或者是节点和电源总线之间的小电容，就可构成一个适当的旁路。

在选择旁路电容时，要确保其在可能引起问题的频率范围有足够低的阻抗。等效串联电阻(ESR)和等效串联电感(ESL)可能会使电容在高频下的阻抗高于预期，因此，具有低ESR和ESL的陶瓷电容被普遍用于高频旁路。陶瓷电介质对于性能的影响也比较大。较高容量的电介质(例如Y5V)会使电容随着电压和温度的改变发生比较大的变化。在最高额定电压下，由这种陶瓷制成的电容器的容量会比无偏压时的容量低15%之多。更好一点的电介质具有稍低的电容量，对串扰的抑制与偏压和温度的相关性更低，很多情况下可以提供更稳定、更优良的旁路。

旁路电容的放置也很讲究。为了抑制高频噪声，最好使需要旁路的信号线直接通过旁路电容走线。在图12a中，与电容串联的那段线条会增加ESR和ESL，增大了高频阻抗，使电容作为高频旁路的效果大打折扣。更好的布线方式是使线条直接通过电容，这样，线条的离散ESR和ESL将协助电容产生更好的滤波效果。


图12. 较差的旁路布线(a)使线条电感和电阻附加到电容中。而在较好的布线中(b)，线条的分布参数加强了电容的滤波效果。

有些节点不能采用旁路措施，因为这样做会改变其频率特性。一个例子就是用于反馈的电阻分压器。大多数开关电源中，电阻反馈分压器将输出电压分压至误差放大器可以接受的电平。加到这个反馈节点的大容量旁路电容和节点上的电阻构成了一个极点。因为分压器是控制环的一部分，这个极点就成为环路特性的一部分。如果极点频率不超过转折频率的一个十倍频程，它所产生的相位或增益效应将给环路稳定性带来不利影响。


电感
开关电源中经常要快速切换电流。这些电流通路上的分布电感就会产生较大的噪声电压，它们会耦合到敏感电路中或给元件造成电压应力。承载直流电流的导线很少有问题，因为直流不会产生电压尖刺，或向其它导线耦合交流干扰。举例来讲，一条与电感串联的导线一般不会有问题，因为分布电感要比电感的数值小得多。大值串联电感会阻止不连续电流通过。

如果一个电路产生了不连续电流，就要设法防止其通过大的环路。电流环越大其电感量越大，随之而产生的磁场辐射也就越大。这个原则同样适用于元件的布局，因为电流经常是在有源器件之间进行切换的，例如晶体管和二极管。

考虑图1所示的降压型转换器。当高端MOSFET开关(N1)打开时，电流通过输入、N1、电感流向负载。N1关断后，二极管(D)接续电流直到同步整流器(N2)打开。接着由N2传导电流直到它被关断，然后，由二极管接续电流，一直到下一个开关周期启动。注意到流过电感和输出电容的电流是连续的，因此不会是噪声的主要来源。如果N1、N2和D彼此离开一定距离放置，那么在它们之间迅速切换的电流一定会在周围环境中引发快速变化的电磁场。因为感应电压正比于磁场的变化速率(dΨ/dt)，迅速波动的磁场就会产生大幅度的电压尖峰。

需要注意，高频电流将由输入端电源和输出端负载来承载。它应该由输入和输出电容旁路掉；否则的话，它们就会通过输入或输出连接线(或两者同时)，参见传导噪声部分。输入和输出旁路电容的阻抗很重要。它们应该有足够大的容量以保持比较低的输入和输出阻抗，但比起容量较小的陶瓷电容，较大容量的电容(例如钽或铝电解)具有更高的ESR和ESL。所以，必须确保电容在所关心的频率下具有足够低的阻抗。

一种选择是将陶瓷电容和电解或钽电容相并联，因为陶瓷电容在高频下具有较低的阻抗。不过，多数情况下，这种方式不如将多个电解或钽电容并联，以降低ESR和ESL，或者并联多个陶瓷电容以增加总电容量。

类似文章发表于2000年10月26日的EDN。

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