增强模式pHEMT MMIC使GPS LNA设计简便易行

jlmaoo

先进的半导体工艺，如安捷伦的增强模式pHEMT等，使单片微波集成电路(MMIC)能够以低电压运行、耗电量低，并且具有低噪声系数(NF浏览器进军欧洲市场" target=_blank>NF)和高线性性能。由于大多数MMIC具有内部偏压和反馈电路，这些器件上的阻抗匹配更加简便，用这种器件设计的GPS低噪声放大器(LNA)可显著减少元件数量，适合便携式应用。

许多GPS接收机LNA的设计是基于分立的解决方案。LNA设计人员不愿从分立的解决方案转换到基于MMIC的解决方案，其原因是使用晶体管的分立解决方案会使放大器的NF与MMIC LNA相比较低。但是，分立的解决方案也有自己的缺点。在设计具有紧凑电路并需要能快速上市的现代便携式应用中，采用分立晶体管设计高性能LNA的传统方式正在发生迅速的变化。虽然分立的设计仍可提供最佳的NF性能，但新型MMIC，如安捷伦的MGA-61563等，却具有很好的噪声性能，同时具有使用MICC的许多优势，如：

1．在非常广的频率范围内具有无条件的稳定性；


2．集成的电流镜简化了偏置电路设计；


3．内部反馈使得在更大的带宽范围内更易于实现阻抗匹配；


4．高线性性能和低噪声；


5．增强模式FET只要求单一的正供电电源。


与传统的分立方法相比，上述所有长处都将转化成一个元件数量较少、设计周期更短的紧凑电路。图1为MMIC解决方案(左)与典型分立解决方案(右)的比较示意图。很明显，利用MMIC方案生成的解决方案体积更小，这正是空间受限的便携式应用想要的。



本文通过设计实例展示了在GPS LNA设计中使用MMIC方案的优势，这里选择安捷伦的MGA-61563。首先，笔者对低电流下该器件的S参数进行分析，并演示其无条件的稳定性。然后讨论了为达到最佳噪声性能同时保持良好的输入和输出VSWR而匹配输入的简便性。由于回损、NF和增益的要求在不断变化，笔者还讨论了另外两个问题：1. 最佳的可能输入与输出回损匹配(如共轭匹配)；2. 为获得更好的输入回损对NF进行折衷。最后，简要讨论了使这种基于MMIC的GPS LNA处于软件控制之下的各种可行方法。


选择有源器件


了解了主要性能要求如NF、回损、增益和IIP3之后，选择LNA器件是设计LNA的第一步，也是最关键的一步。虽然典型的器件datasheet也提供器件的性能参数，但这些参数的规定频率通常与LNA的设计目标不同。因此，在预测最终LNA噪声系数、回损、增益和稳定性时，需要一套准确的器件S参数和噪声参数。这个GPS LNA设计实例的目标是NF<1.1dB、增益>13.0dB，且+3V供电电源电流低于10mA。尽量减少LNA的元器件数量也是一个重要需求，还应该考虑到MMIC要具有较低的Fmin、参数S22接近Smith图的中心等。




MGA-61563在10mA条件下的噪声参数显示，在1.5GHz条件下Fmin为0.91dB。忽略最终放大器的输入回损，将PCB输入轨走线和输入匹配节点的损耗考虑进去，如果LNA的输入匹配调整为最低NF，则最终放大器的NF应该低于1.1dB。除了该器件在1.575GHz时的|Γopt|非常接近Smith图的中心以外，该频率下的S22还显示出较低的反射值|S22|=0.175。这表明最终放大器在输入调整为最小NF时，其输出结果很可能具有较好的VSWR，无论有无最低的阻抗匹配。图2中还根据1.575GHz条件下MGA-61563噪声参数获得的等NF圆进行快速图形分析。可以看出，输入端的串联电感能使源阻抗充分地接近Smith图上Γopt点。


然后将MGA-61563的S参数输入安捷伦的ADS仿真系统对稳定性进行仿真检查。此时，考虑PCB过孔对放大器稳定性的影响十分重要。应该注意，datasheet上公布的S参数是在特定的设置中测量的，没有考虑不同变量对最终LNA PCB的影响。所以，虽然器件的S参数显示出无条件的稳定性，带有过孔的实际LNA PCB上的器件稳定性可能或不能表现出无条件的稳定性。幸运的是，图3中的仿真情况和图4中的结果都表明，该器件在很广的频率范围内具有无条件的稳定性。因此，此设计案例就不需要分立设计方案中的稳定性所要求的阻尼电阻，从而有助于减少最终LNA中的元器件数量。


用简单仿真来预测放大器的性能


为了使放大器的NF最小化，输入匹配电路应该调整以便在MGA-61563输入端呈现Γopt。图2显示了Smith图上1.575GHz条件下Γopt(0.185(63.67()和S11*的位置。图5是可以快速设定的仿真，用来预测输入调整到Γopt时最终LNA的增益和回损情况。图5中的L2和C3将50欧姆端口阻抗转换成接近Γopt的点。


注意，图5中仿真电路的用途仅仅是预测LNA的增益和回损，并快速确定器件决策的合理性。该仿真中不需要考虑电路板走线和元件寄生阻抗问题。图6中的仿真结果表明，在LNA能够输出超过15dB增益的情况下，输出回损良好。这一结果有助于较早确认假设，即较低的|S22|和|Γopt| 有助于维持较低的输出回损，同时放大器能满足增益要求。


最低噪声的放大器输入匹配
R1是与MGA-61563内部电流镜晶体管相连的电阻，用来设定器件的电流。对于GPS接收机放大器应用，R1选择为5.1kΩ，以将器件电流降低至大约9mA，这对大多数手持接收器应用来说已经够低了。


一个串联电感足以将50Ω端口阻抗转变到接近Γopt的点。但是，在实际使用电感的电路中，在设计输入匹配网络时要考虑连接电感与该器件输入管脚的微波传输带(microtrip，简称微带)线效应。在完成的简单电路板布局中，电路板上L1的位置可以沿着平行微带而变动和调整。利用L1的位置和平行微带对源阻抗的影响，可以将源阻抗调整到更接近Γopt点。



随着L1的位置从MGA-61563输入管脚移近平行微带的另一端，输入源阻抗则从A点移动到B点。由于点B接近MGA-61563在1.575GHz条件下的Γopt，L1应该放置在平行微带线的末端。


最低NF值放大器的性能测定


这个已完成的GPS LNA在1.575GHz条件下的增益大约为15dB。测定的NF为大约1.07dB，输入回损为8到9dB，预期可以形成优于12dB的输出回损。注意此LNA的输入是用少数量元器件进行匹配的情况下被调整到最低的噪声系数。测定的IIP3大约为-3dBm。

匹配最佳的增益

在Smith图上Γopt与S11*的位置相距较远，表明调整到最佳NF值的放大器将没有很好的输入回损。在放大器NF不是最重要参数的应用中，可以努力争取同步共轭匹配，以使MGA-61563获得最大的增益，同时获得较好的输入和输出回损。使用该器件S-参数进行的仿真显示，5.1nH的输出并联电感和3.9nH的输入并联电感所形成的匹配非常接近同步共轭匹配。图12是共轭匹配LNA的电气原理图。放大器在两个端口测定的回损都好于15dB，而增益大约为16.4dB。但是，NF却增加到大约1.45dB。带有5.1nH输出并联电感的MGA-61563的输入Γin*仿真值为0.576∠127°。图13为Smith图上Γopt、S11*和Γin*的相对位置。很清楚，需要共轭匹配(Γs=Γin*)的源阻抗的位置更加远离Γopt，这将使最终LNA的NF明显变差。


达到NF与增益之间的平衡


选择Γin*或S11*与Γopt之间的源阻抗点是设计这种GPS LNA的另外一种选择。虽然大多数放大器不是单向的，但S11*的位置可以接近放大器输入阻抗，至少可以引导设计人员获得较好的输入回损。从图13可以看出，Smith图上能够在NF稍微变差时获得更好输入回损(与最低NF设计相比)的源阻抗点很可能位于50Ω等电阻圆之外。不需要使用ADS等先进的仿真器，就可以清楚地看出应该在输入口使用并联电感将50Ω端口阻抗转变到更接近S11*的位置。这种连接到输入口的并联电感Ls从实验中确定为大约5nH。L2则要使用10nH的并联电感来代替82nH RFC。最终形成的放大器参见图16。


该放大器的测定增益大约为16dB，输出回损好于20dB。正如预期，NF升至大约1.18dB，但输入回损则提高到11.8dB。


实现关闭控制

在必须省电的便携式应用中，接收机LNA必须能在软件控制下关闭及打开。图20显示了如何在软件控制下放MGA-61563 LNA，使其可以通过微控制器输出来进行关闭和打开。由于P沟道MOSFET可以提供较低的RDS(on)(< 0.5Ω)，这些MOSFET之间的电压降可以忽略不计。因此使用P沟道MOSFET设计的开关对本文前面讨论的MGA-61563 LNA偏压不会



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ternal

顶一个，可是图在哪里呢？

ternal

见 jlmaoo 兄的文章没有附图（：http://www.52rd.com/bbs/Detail_RD.BBS_120630_116_1_1.html），
就到网上找了一个，特别声明：非原创，原文见：http://solution.eccn.com/pdf/anl_073941f.pdf
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